Enseñarle 6 habilidades de diseño de fuente de alimentación
01 Amplificador magnético de ferrita en fuente de alimentación Flyback
Para un suministro flyback de salida dual con potencia real en ambas salidas (5V 2A y 12V 3A, ambos regulados por ± 5 por ciento), cuando el voltaje alcanza los 12V entra en un estado de carga cero y no puede ajustarse dentro del límite del 5 por ciento. Un regulador lineal es una solución viable, pero aún no es ideal debido a su alto costo y pérdida de eficiencia.
Nuestra solución sugerida es usar un amplificador magnético en la salida de 12 V, incluso se puede usar una topología flyback. Para reducir costes, se recomienda utilizar un amplificador magnético de ferrita. Sin embargo, el circuito de control del amplificador magnético de ferrita es diferente al del material de bucle de histéresis rectangular tradicional (material de alta permeabilidad magnética). El circuito de control de la ferrita (D1 y Q1) absorbe corriente para mantener la potencia en la salida. Este circuito ha sido probado exhaustivamente. Los devanados del transformador están diseñados para salidas de 5V y 13V. El circuito puede incluso lograr una potencia de entrada sub-1W (5V 300mW y 12V de carga cero) mientras logra una regulación de ±5 por ciento de la salida de 12V.
02 Utilice el circuito de palanca de arco existente para proporcionar protección contra sobrecorriente
Considere suministros flyback de 5V 2A y 12V 3A. Una de las especificaciones clave de esta fuente de alimentación es la protección contra sobrecarga (OPP) en la salida de 5 V cuando la salida de 12 V no tiene carga o tiene una carga muy liviana. Ambas salidas presentan un requisito de regulación de voltaje de ±5 por ciento.
Para soluciones comunes, el uso de resistencias de detección degrada el rendimiento de la regulación cruzada y los fusibles son caros. Sin embargo, los circuitos de palanca para protección contra sobretensiones (OVP) ahora están disponibles. Este circuito puede cumplir con los requisitos de regulación de voltaje y OPP, lo que se puede lograr mediante el uso de un circuito de palanca de arco parcial.
R1 y VR1 forman una precarga activa en la salida de 12 V, lo que permite la regulación de 12 V cuando la salida de 12 V está ligeramente cargada. Cuando la salida de 5V está en una condición de sobrecarga, el voltaje en la salida de 5V caerá. Las cargas ficticias consumen mucha corriente. Se puede usar una caída de voltaje en R1 para detectar esta gran corriente. Q1 se enciende y activa el circuito OPP.
03 Regulador shunt activo y precarga
Flyback es actualmente la topología más popular en el campo de la conmutación de productos de fuente de alimentación de CA de voltaje de línea a CC de bajo voltaje. Una de las principales razones de esto es la rentabilidad única de proporcionar múltiples voltajes de salida simplemente agregando devanados adicionales al secundario del transformador.
Por lo general, la retroalimentación proviene de la salida con los requisitos de tolerancia de salida más estrictos. Esta salida luego define las vueltas por voltio para todos los demás devanados secundarios. Debido a los efectos de la inductancia de fuga, las salidas no siempre pueden lograr la regulación cruzada de voltaje de salida deseada, especialmente si una salida dada puede estar descargada o muy poco cargada porque las otras salidas están completamente cargadas.
Se puede utilizar un regulador posterior o una carga ficticia para evitar que el voltaje en la salida aumente en tales condiciones. Sin embargo, debido al aumento del costo y la reducción de la eficiencia de los reguladores posteriores o las cargas ficticias, no han sido lo suficientemente atractivos, especialmente en los últimos años para el consumo de energía de entrada sin carga y/o en espera en muchas aplicaciones de consumo. Bajo la condición de requisitos regulatorios cada vez más estrictos, este diseño comenzó a descuidarse. El regulador de derivación activo que se muestra en la Figura 3 no solo resuelve el problema de regulación de voltaje, sino que también minimiza el impacto en el costo y la eficiencia.
El circuito funciona de la siguiente manera: cuando ambas salidas están reguladas, el divisor de resistencias R14 y R13 polarizan el transistor Q5, lo que mantiene apagados a Q4 y Q1. Bajo estas condiciones de operación, la corriente a través de Q5 actúa como una pequeña precarga en la salida de 5V.
La diferencia estándar entre la salida de 5 V y la salida de 3,3 V es de 1,7 V. Cuando la carga requiere corriente adicional de la salida de 3,3 V sin un aumento igual en la corriente de carga de la salida de 5 V, el voltaje de salida aumentará en comparación con la salida de 3,3 V. Con una diferencia de voltaje de más de aproximadamente 100 mV, Q5 se desactivará, activará Q4 y Q1 y permitirá que la corriente fluya desde la salida de 5 V a la salida de 3,3 V. Esta corriente hará caer el voltaje en la salida de 5V, reduciendo la diferencia de voltaje entre las dos salidas.
La cantidad de corriente en Q1 está determinada por la diferencia de voltaje en las dos salidas. Por lo tanto, el circuito puede mantener ambas salidas reguladas independientemente de su carga, incluso en el peor de los casos, donde la salida de 3,3 V está completamente cargada y la salida de 5 V está descargada. Q5 y Q4 en el diseño brindan compensación de temperatura ya que los cambios de temperatura VBE en cada transistor se anulan entre sí. No se requieren los diodos D8 y D9, pero se pueden usar para reducir la disipación de energía en Q1, lo que elimina la necesidad de agregar un disipador de calor al diseño.
El circuito solo responde a la diferencia relativa entre los dos voltajes y está mayormente inactivo en condiciones de carga completa y ligera. Dado que el regulador de derivación está conectado desde la salida de 5 V a la salida de 3,3 V, el circuito puede reducir la disipación activa en un 66 por ciento en comparación con un regulador de derivación con conexión a tierra. El resultado es una alta eficiencia a plena carga y un bajo consumo de energía con carga ligera o sin carga.
04 Fuente de alimentación conmutada de entrada de alto voltaje mediante StackFET
Los equipos industriales que funcionan con CA trifásica a menudo requieren una etapa de potencia auxiliar que pueda proporcionar CC de bajo voltaje regulado para circuitos analógicos y digitales. Ejemplos de tales aplicaciones incluyen unidades industriales, sistemas UPS y medidores de energía.
Las especificaciones para este tipo de fuente de alimentación son mucho más estrictas que las requeridas para los interruptores comerciales estándar. No solo los voltajes de entrada son más altos en estas aplicaciones, sino que los equipos diseñados para aplicaciones trifásicas en entornos industriales también deben tolerar fluctuaciones muy amplias, incluidos tiempos de caída prolongados, sobretensiones y la pérdida ocasional de una o más fases. Además, el rango de voltaje de entrada especificado para estos suministros auxiliares puede ser tan amplio como 57 VCA a 580 VCA.
Diseñar una fuente de alimentación conmutada de rango tan amplio puede ser un desafío, principalmente debido al alto costo de los MOSFET de alto voltaje y la limitación del rango dinámico de los lazos de control PWM tradicionales. La tecnología StackFET permite la combinación de MOSFET económicos de bajo voltaje nominal de 600 V y controladores de fuente de alimentación integrados de Power Integrations, lo que permite un diseño simple y económico de fuentes de alimentación conmutadas capaces de operar en un amplio rango de voltaje de entrada.
El circuito funciona de la siguiente manera: La corriente a la entrada del circuito puede provenir de un sistema trifásico de tres o cuatro hilos, o incluso de un sistema monofásico. El rectificador trifásico consta de diodos D1-D8. Las resistencias R1-R4 proporcionan limitación de corriente de entrada. Si se utilizan resistencias fusibles, estas resistencias se pueden desconectar de manera segura durante una falla sin necesidad de un fusible separado. El filtro pi consta de C5, C6, C7, C8 y L1 para filtrar el voltaje de CC rectificado.
Las resistencias R13 y R15 se utilizan para equilibrar el voltaje entre los condensadores del filtro de entrada. Cuando se enciende el MOSFET dentro del interruptor integrado (U1), la fuente de Q1 bajará, R6, R7 y R8 proporcionarán corriente de compuerta y la capacitancia de unión de VR1 a VR3 encenderá Q1. El diodo Zener VR4 se usa para limitar el voltaje de fuente de puerta aplicado a Q1. Cuando el MOSFET en U1 está apagado, el voltaje de drenaje máximo de U1 se sujeta mediante una red de sujeción de 450 V que consta de VR1, VR2 y VR3. Esto limita el voltaje de drenaje de U1 a aproximadamente 450 V.
Cualquier voltaje adicional al final del devanado conectado a Q1 se aplicará a Q1. Este diseño distribuye eficientemente el voltaje de CC de entrada rectificado total y el voltaje de retorno entre Q1 y U1. La resistencia R9 se usa para limitar las oscilaciones de alta frecuencia durante la conmutación, y la red de abrazaderas VR5, D9 y R10 se usa para limitar el voltaje máximo en el primario debido a la inductancia de fuga durante el intervalo de retorno.
La rectificación de salida es proporcionada por D1. C2 es el filtro de salida. L2 y C3 forman un filtro secundario para reducir el rizado de conmutación en la salida.
VR6 se enciende cuando el voltaje de salida excede la caída de voltaje total entre el diodo optoacoplador y VR6. Un cambio en el voltaje de salida provoca un cambio en el flujo de corriente a través del diodo optoacoplador en U2, que a su vez cambia el flujo de corriente a través del transistor en U2B. Cuando esta corriente excede el umbral de corriente del pin FB de U1, se inhibe el siguiente ciclo. La regulación de salida se puede lograr controlando el número de ciclos de habilitación y deshabilitación. Una vez que se enciende un ciclo de conmutación, el ciclo termina cuando la corriente sube al límite de corriente interna de U1. R11 se usa para limitar la corriente a través del optoacoplador durante cargas transitorias y para ajustar la ganancia del circuito de retroalimentación. La resistencia R12 se utiliza para polarizar el diodo Zener VR6.
IC U1 (LNK 304) tiene funciones integradas para que el circuito esté protegido contra pérdida de señal de retroalimentación, cortocircuito en la salida y sobrecarga. Dado que U1 se alimenta directamente desde su pin de DRENAJE, no se requiere un devanado de polarización adicional en el transformador. C4 se utiliza para proporcionar desacoplamiento de suministro interno.
05 Una buena selección de diodos rectificadores puede simplificar y reducir el costo de los circuitos de filtro EMI en convertidores CA/CC
Este circuito puede simplificar y reducir el costo de los circuitos de filtro EMI en convertidores CA/CC. Para que una fuente de alimentación de CA/CC sea compatible con EMI, se requiere el uso de una gran cantidad de componentes de filtro EMI, como condensadores X e Y. Los circuitos de entrada estándar para fuentes de alimentación de CA/CC incluyen un puente rectificador para rectificar el voltaje de entrada (normalmente 50-60 Hz). Dado que se trata de un voltaje de entrada de CA de baja frecuencia, se pueden usar diodos estándar como la serie de diodos 1N400X, también porque son los menos costosos.
Estos dispositivos de filtro se utilizan para reducir la EMI generada por la fuente de alimentación para cumplir con los límites de EMI publicados. Sin embargo, dado que las mediciones utilizadas para registrar EMI solo comienzan a 150 kHz y la frecuencia de voltaje de la línea de CA es de solo 50 o 60 Hz, el tiempo de recuperación inversa de los diodos estándar (consulte la Figura 5-1) que se usan en los puentes rectificadores es relativamente lento largo y por lo general no directamente relacionado con la generación de EMI.
Sin embargo, los circuitos de filtro de entrada en el pasado a veces incluían capacitores en paralelo con el puente rectificador para suprimir cualquier forma de onda de alta frecuencia causada por la rectificación del voltaje de entrada de baja frecuencia.
Estos condensadores no son necesarios si se utilizan diodos de recuperación rápida en el puente rectificador. Cuando el voltaje a través de estos diodos comienza a invertirse, se recuperan muy rápidamente (consulte la Figura 5-2). Esto reduce la excitación inductiva de la línea perdida en la línea de entrada de CA al reducir los subsecuentes chasquidos de apagado de alta frecuencia y EMI. Dado que 2 diodos pueden conducir cada medio ciclo, solo 2 de los 4 diodos deben ser tipos de recuperación rápida. Asimismo, solo uno de los dos diodos que conducen cada medio ciclo debe tener una característica de recuperación rápida.
Las formas de onda de voltaje y corriente de entrada muestran el chasquido del diodo al final de la recuperación inversa.
06 Use Soft-Start para deshabilitar las salidas de bajo costo para contener los picos de corriente
Para cumplir con las estrictas especificaciones de alimentación de reserva, algunas fuentes de alimentación de salida múltiple están diseñadas para desconectar la salida cuando la señal de reserva está activa.
Por lo general, esto se logra apagando un transistor bipolar de derivación en serie (BJT) o MOSFET. Para salidas de baja corriente, los BJT pueden ser una alternativa adecuada y menos costosa a los MOSFET si el transformador de potencia está diseñado teniendo en cuenta la caída de voltaje adicional en los transistores.
